基于开通暂态测量杂散电感，一般会在IGBT双脉冲测试的第二个脉冲进行提取，因为第一个脉冲还没有电流。当IGBT第二次开通时，快速上升的di/dt会在杂散电感上感应出左正右负的电压Us，如图1a所示。这个过程IGBT电流迅速上升，二极管D1的电流按照同样的斜率快速下降。在二极管进入反向恢复过程之前，它是不会承受反向电压的。因此，这个阶段可以将图1a电路简化为图1b电路。

根据基尔霍夫电压定律就可以知道，IGBT S1上的电压Vce就等于母线电压Vdc减去杂散电感上的电压Us，反映到S1的开通电压波形上就会出现一个缺口，如图2所示。

根据缺口电压的大小以及di/dt，按照公式1就可以算出换流回路的杂散电感。

上面的这个公式是针对连续系统的，然而对于示波器来说却是一个离散采样系统，因此只能用差分近似去代替微分，即：

那问题来了，从示波器上怎样取这两个时间点才能更准确呢？这主要受两个条件的约束[1]：

1. 时间太长，会使近似条件不成立，

2. 时间太短，又会受到示波器测量误差影响（相对误差会变大）。

好在IGBT开通暂态电流上升率的线性度还是不错的，这个可以从Vce缺口电压底部的平整度就可以看出，越平说明电流变化率的线性度也就越好。这个时间段持续的时间并不长，大概也就50-100ns左右。我一般会取100ns的时间差进行电感提取，一来是因为计算比较方便，二者也能兼顾以上两条约束条件。

了解了开通暂态提取杂散电感方法后，让我们再来看看基于关断暂态提取杂散电感原理。首先让我们再简单回顾一下IGBT关断暂态的换流过程，在IGBT S1集电极电流ic迅速下降的过程中，二极管D1的电流id按照同样的斜率上升，如图3a所示。这个过程对于二极管来说会存在一定的正向恢复电压Vfrm，而且IGBT的关断电流越快，正向恢复电压Vfrm也就越大。对于二极管的正向恢复过程，前期的文章中有介绍，这里就不说了。

因此，在IGBT关断电流下降过程，可以将图3a电路简化等效为图3b。

关断暂态的实测波形如图4所示：

通过分析可以得出，关断暂态IGBT的集电极电压尖峰为：

可以看出IGBT的这个尖峰电压不但包含了杂散电感上的电压，而且还包含了二极管的正向恢复电压。这个电压在一定程度上会影响到测量精度，不要小看这个电压哦，有时可能达上百伏。当然，重点还不在这里，最重要的是IGBT的关断di/dt不太容易受门极控制，而且线性度不太好，电压尖峰持续的时间非常短，一般在几十个ns以内，因此示波器的测量相对误差也比较大。

这就是为什么提取杂散电感一般会在开通暂态提取的原因。有些小伙伴可能会问，开通暂态如果缺口电压不够明显（恭喜你，你的系统杂散电感太小了），或者底部不够平整怎么办？这个时候可以取t1 t2两个时刻中间的Us值作为杂散电感上的电压，这样能够在一定程度上提高杂散电感的测量精度。

还好对于我们应用来讲，精确的测量换流回路的杂散电感意义并不是很大，杂散电感只是作为我们是否可以进一步优化的横向对比值。最重要的还是要确保IGBT的关断尖峰在任何极端情况下都不会超出器件的的安全工作区。

最后总结一下：

1. IGBT开通暂态提取杂散电感要在二极管进入反向恢复之前提取；

2. 如果IGBT开通缺口电压底部不够平整，可以取两个时间点的中间值作为电压值；

3. 关断暂态测量不太准确的主要原因有两点：① 关断尖峰电压包含了二极管的正向恢复电压；② 关断暂态di/dt的线性度比较差，时间选取比较困难。

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